Vítejte!
HŘÍŠNÍCI NOVÝ UŽIVATEL

nepřihlášený uživatel


Právě si tyto stránky čte 1 člověk.
Poslední změna:
29.09.2007
Návštěvník číslo:
23958
ICQ:61783389
Copyright © 2003
Hell

Elektornika II.

Dokumenty a příklady


Generátory nesinusových průběhů

VOŠ a SPŠE  PLZEŇ, GENERÁTORY  NESINUSOVÝCH PRŮBĚHŮ, Učební texty

Generátory nesinusových průběhů.

Oproti generátorům sinusových průběhů, které generují harmonické průběhy napětí nebo proudů, a jejichž aktivní členy pracují ve třídě A, obsahují generátory nesinusových průběhů aktivní členy, které pracují jako spinače.

Tyto generátory mohou vytvářet buď pravoúhlé průběhy napětí nebo průběhy jiných tvarů (např. pilové průběhy napětí nebo proudů, trojúhelníková napětí a pod.).

V obvodech zpětné vazby jsou RC členy a nabíjení a vybíjení kondenzátorů se děje v rytmu, daném časovými konstantami, určujícími kmitočet generátoru. Generátory mohou být buď samokmitající, které nepotřebují na vstupu žádný signál (např. astabilní klopný obvod, nebo rázový generátor), nebo synchronizované, pro zvýšení stability kmitočtu nebo pro činnost řízenou vnějšími obvody (např. monostabilní a bistabilní klopný obvod, Schmittův klopný obvod a pod).

Tranzistor ve spínacím režimu. 

Tranzistor ve spínacím režimu se pouze přibližuje svými vlastnostmi ideálnímu spínacímu prvku, který má v sepnutém stavu nulový odpor a v rozepnutém stavu nekonečný odpor.

Voltampérové charakteristiky spínacího tranzistoru jsou uvedeny na obr.

V charakteristikách jsou vyznačeny jednotlivé oblasti při činnosti tranzistoru.

Používají se většinou tranzistory NPN i PNP, v zapojení se společným emitorem, protože pro spínání stačí mnohem menší výkon, než v zapojení se společnou bází.

Při spínání prochází tranzistor aktivní oblastí. V ní je přechod  E-B polarizován  v přímém směru a přechod C-B v závěrném směru. Tranzistor jako spinač je rozepnut, je-li jeho pracovní bod v závěrné ooblasti, kdy jsou oba přechody polarizovány v závěrném směru a je rozepnut, když je pracovní bod v oblasti nasycení, t.j. když jsou oba přechody polarizovány v přímém směru. Oblast nasycení (saturace) je definována nulovým napětím mezi kolektorem a bází, UCB = 0.

Na vlastnosti spínače mají největší vliv saturační parametry. Pro mez saturace se definují následující stejnosměrné parametry:

a) proudový zesilovací činitel     při UCB = 0

b) saturační napětí báze  UBEsat při daném IE a UBC = 0

c) saturační napětí kolektoru UCEsat při daných hodnotách IC a IB.

Velikost činitele bsat lze určit buď měřením, nebo z charakteristik

Vzhledem k rozptylu parametrů nelze navrhovat obvody přesně na mez nasycení. Pro dokonalé sepnutí se volí určité přesycení, t.j. posuneme pracovní bod z místa 1 na mezi saturace do bodu 1¢ na mezní přímce tranzistoru. Přitom platí UCE < UBE. Pro křemíkové tranzistory  bývá  UCE = 0,4V (0,2 ¸ 1V),   UBE = 0,7V (0,65 ¸1,3V),      bsat = 10 ¸ 80.

Při návrhu obvodu zvolíme napětí zdroje, dále v charakteristikách zvolíme sklon zatěžovací přímky a určíme hodnoty UCEsat, Icsat a Ibsat.

Ze zvolených hodnot určíme kolektorový a bázový odpor

              

Aby otevřený tranzistor pracoval skutečně v oblasti nasycení, musí být splněna podmínka  UCE £ UBE. Velmi často se připojuje do obvodu  báze  napětí  napájecího  zdroje,  t.j. UBE = UCC. Vyjádříme-li

UCE » UCC - RC.Icsat  a  UBE » UCC - RB.Ibsat, potom dosazením do předchozí nerovnosti dostaneme

 UCC - RC.Icsat £ UCC - RB.Ibsat z čehož plyne

      RB.Ibsat £ RC.Icsat

            RB £ bsat.RC

Spínací obvod tranzistoru v zapojení s přímou odporovou vazbou a časové průběhy při spínání jsou uvedeny na obr.

 

Při spínání tranzistoru řízeného skokovou změnou vstupního napětí jsou důležité 4 časové intervaly:

- doba zpoždění td - doba, kdy je tranzistor vyváděn ze závěrné oblasti do aktivní oblasti

- doba náběhu tr - doba, než pracovní bod tranzistoru přechází v aktivní oblasti z hodnoty IC = 0,1Icsat do hodnoty IC = 0,9Icsat.

- doba přesahu ts - během níž vychází  tranzistor z oblasti saturace do aktivní oblasti (zotavovací doba trr)

- doba tf - doba, během níž přechází tranzistor z aktivní oblasti do oblasti závěrné.

Spínací doby lze zkrátit zvětšením řídícího signálu, např. připojením urychlovacího kondenzátoru C paralelně k odporu RB, který při otevírání tranzistoru působí v prvním okamžiku jako zkrat a při  zavírání tranzistoru se jeho napětí přičítá k řídícímu signálu.

 Generátory obdélníkových průběhů.

Generátory obdélníkových průběhů se mohou nacházet ve dvou stavech:

- kvazistacionární stav - obvod v něm setrvává jen určitou dobu, danou vnitřními časovými konstantami a po jejím uplynutí přechází do druhého stavu bez vnějších zásahů

- stacionární (stabilní) stav - obvod v něm múže setrvat libovolně dlouhou dobu a přechází do druhého stavu pouze po příchodu vnějšího signálu.

Generátory obdélníkových průběhů dělíme na:

- astabilní klopné obvody - mají pouze dva kvazistacionární stavy

- bistabilní klopné obvody - mají pouze dva stacionární stavy

- monostabilní klopné obvody - mají jeden kvazistacionární a jeden stacionární stav

Dále sem lze zařadit Schmittův klopný obvod, který patří mezi bistabilní klopné obvody řízené vstupním napětím, a rázový generátor, patřící mezi astabilní klopné obvody.

Astabilní klopný obvod.

Příklad zapojení astabilního klopného obvodu je na obr.

    Popíšeme nejprve funkci obvodu bez korekčních diod D1 a D2 a rezistorů R1 a R2.

Ani při stejných typech tranzistorů a součástek nebude v obvodu úplná symetrie. Předpokládejme, že při připojení napájecího napětí na obvod prochází tranzistorem T1 větší proud než tranzistorem T2. Na rezistoru RC1 vznikne větší úbytek napětí, než na rezistoru RC2. Kolektorové napětí uC1 poklesne, pokles se přenese přes kondenzátor C2 na bázi tranzistoru T2. Tranzistor T2 se víc přivře, jeho kolektorový proud se zmenší, na jeho kolektoru napětí uC2 vzroste, tento vzrůst se přenese přes kondenzátor C1 na bázi tranzistoru T1, který se ještě více otevře, napětí  uC1  dále  poklesne a celý proces se lavinovitě opakuje rychlostí, danou pouze tranzitní frekvencí tranzistorů, až je tranzistor T1 úplně otevřen a tranzistor T2 úplně zavřen. Nastává první kvazistacionární stav. Před otevřením tranzistoru T1, byl tranzistor T1 zavřen a kondenzátor C2 byl nabit na plné napětí UCC, na které se nabil s časovou konstantou tn1 = RC1.C2 přes kolektorový odpor RC1, vstupní obvod B - E tranzistoru T2 a napájecí zdroj. V okamžiku otevření tranzistoru T1 se skokem uzemní kladně nabitý polep kondenzátoru C2 přes tranzistor T1 na zem. Protože se ovšem napětí na kondenzátoru nemůže změnit skokem, skočí potenciál záporného polepu kondenzátoru, spojeného s bází tranzistoru T2 na hodnotu -UCC, která okamžitě uzavře tranzistor T2, který před skokem napětí byl otevřen. Kondenzátor C2 se začne vybíjet s časovou konstantou tv2 = C2.RB2 přes otevřený tranzistor T1, napájecí zdroj a bázový odpor RB2.

Časové průběhy napětí na kolektorech a bázích tranzistorů jsou uvedeny na obr.

Předpokládejme, že k otevření tranzistoru T1 došlo v době 1. Tranzistor T2 se skokem zavřel napětím -UCC, přivedeným na jeho bázi. Při vybíjení kondenzátoru C2 klesá napětí na bázi T2 exponenciálně k nule a napětí směřuje k hodnotě +UCC. Jakmile napětí na bázi T2 dojde k nule a překročí prahové napětí přechodu báze-emitor (bod 2), začne se tranzistor T2 otevírat. Kolektorovým obvodem T2 proteče proud, tranzistor se pootevře, napětí na jeho kolektoru poklesne, pokles se přenese přes kondenzátor C1 na bázi T1, který se přivře a dojde k následnému lavinovitému překlopení obvodu do stavu, kdy se T1 úplně zavře a T2 úplně otevře. Nastane druhý kvazistacionární stav. Nabitý kondenzátor C1 způsobí záporným napětím na bázi T1 jeho úplné uzavření (bod 3). Nyní se začne C1 vybíjet přes otevřený tranzistor T2, napájecí zdroj a odpor RB1. Jakmile klesne napětí na bázi T1 k nule (bod 4), začne se T1 otvírat a obvod přejde opět do prvního stavu. Děj se neustále opakuje.

Současně s vybíjením kondenzátoru C1 (v době t1 - t2) se nabíjí C2 ze zdroje UCC přes RC1 a otevřený přechod B - E tranzistoru T2s časovou konstantou tn1 = RC1.C2. Nabíjení kondenzátoru způsobí zkreslení nástupního čela impulzu, protože nabíjecí proud způsobí úbytek napětí na rezistoru RC1. Proto se používá korekční obvod D1,R1 a D2,R2. Při skokovém zavření tranzistoru T1 se kladným napětím uzavře dioda D1 a nabití kondenzátoru  probíhá přes odpor R1, jehož hodnota se volí stejná jako RC1.  Napětí na kolektoru T1 má obdélníkový průběh.

Průběh napětí na bázi tranzistoru lze zjednodušeně vyjádřit rovnicí

protoře kdyby se T2 neotevřel, nabíjel by se kondenzátor C2 z napětí -UCC na hodnotu +UCC.  Přibližně v časovém úseku t » T2 dosáhne napětí uB2 nulové hodnoty, takže

 

odkud lze vypočítat dobu, po kterou byl tranzistor T2 uzavřen

  T2 » tv2.ln2 » 0,7.tv2

Stejně lze určit i dobu zavření tranzistoru T1

  T1 » tv1.ln2 » 0,7.tv1

Opakovací kmitočet obdélníkových impulzů je tedy dán vztahem

 

Kmitočet f může být od 0,01Hz (dáno kapacitou kondenzátorů až do mezního kmitočtu tranzistoru. Aby tranzistor pracoval vždy v oblasti nasycení, musí být splněn vzztah

  RB1 £ bsat1.RC1     a     RB2 £ bsat2.RC2

Příklad.

Navrhnout astabilní klopný obvod pro napájecí napětí UCC = 6V, kmitočet f = 1kHz a zatěžovací odpor RC =  600W, střída 1:1 Předpokládáme použití tranzistorů KSY 71, pro který odečteme z charakteristik UCEsat = 0,95V, Icsat = 8,4mA, Ibsat = 125mA a UBEsat = 1,24V.

Vzhledem ke střídě 1:1 stačí počítat pouze polovinu obvodu.

Vypočteme    

Bázový odpor   volíme 39kW.

Ze vztahu pro frekvenci 

vypočteme    

volíme C = 18nF.

Synchronizace astabilního klopného obvodu.

Astabilní klopné obvody nemívají velkou stabilitu kmitočtu. Stabilitu je  možno  zlepšit přiváděním  synchronizačního  signálu usyn, který má konstantní kmitočet.

Synchronizační signál musí mít kmitočet o málo vyšší, než je vlastní kmitočet multivibrátoru (viz obr.)

 Kladné synchronizační impulzy jsou přiváděny na bázi tranzistoru. V zobrazovaném případě se 1. impulz neuplatní, protože nepřevýší prahové napětí přechodu B - E. Ani 2. a 3. impulz se neuplatní, protože přijdou v době, kdy už je tranzistor stejně otevřen. Teprve 4. a všechny následující impulzy změní stav tranzistoru. Má-li synchronizace působit spolehlivě, musí mít synchronizační impulzy dostatečně strmé čelo a velkou amplitudu, aby se překročilo prahové napětí přechodu B-E. Mají-li synchronizační impulzy  mnohem vyšší kmitočet, než je vlastní kmitočet multivibrátoru, způsobí synchronizaci např. až každý 3. impulz a multivibrátor pracuje jako dělič kmitočtu.

 Bistabilní klopný obvod.

Bistabilní klopný obvod má dva stabilní stavy. Jeden tranzistor je vždy otevřen (je v nasyceném stavu) a druhý je zavřen. Přechod z jednoho do druhého stavu se děje pouze po příchodu vnějšího spouštěcího impulzu a proto se těmto obvodům taky říká spoušťové obvody. Příklad zapojení je na obr.

V klopném obvodu je zavedena silná kladná zpětná vazba z kolektoru jednoho stupně na bázi druhého stupně pomocí děliče R11,R21 resp. R12,R22. Při nestejných vlastnostech obou tranzistorů prochází v určitém čase po zapnutí např. tranzistorem T1 větší proud než tranzistorem T2. Na kolektorovém odporu RC1 vznikne větší úbytek napětí a napětí na kolektoru T1 je nižší, než napětí na kolektoru T2. Pokles napětí na kolektoru T1 se přenese  přes dělič R12,R22 na bázi tranzistoru T2, T2 se více přivře, na kolektoru T2 vzroste napětí, tento vzrůst se přenese děličem R11,R21 na bázi T1, který se ještě více otevírá a tento proces probíhá lavinovitě až nastane první stabilní stav, kdy je je tranzistor T1 úplně otevřen a T2 úplně zavřen. Na kolektoru T1 zůstane pouze saturační napětí UCEsat, na kolektoru T2 je plné napájecí napětí UCC, snížené pouze o úbytek napětí na odporu RC2, způsobený průtokem proudu děličem R11,R21 a proudu báze, otevřeného tranzistoru T1.

Záporný spouštěcí impulz, přivedený v okamžiku t1 na bázi otevřeného tranzistoru T1 začne tranzistor T1 zavírat. Proběhne regenerativní pochod lavinovým způsobem, až nastane druhý stabilní stav. Tranzistor T1 je úplně uzavřen a T2 je úplně otevřen.  Záporný spouštěcí impulz, přivedený v čase t2 na bázi otevřeného tranzistoru T2 překlopí obvod opět do prvního stabilního stavu.

Velikost odporů v děličích a pomocné napětí Up se volí tak, aby tranzistory bylo možné spolehlivě zavřít (aby se u tranzistorů NPN dosáhlo napětí u= uBE < 0). Zdroj Up lze nahradit automatickým předpětím průchodem emitorového proudu přes společný emitorový odpor RE, zablokovaným kondenzátorem CE. Aby odpor RE neovlivnil regenerativní přechod z jednoho stavu do druhého, volí se velikost kondenzátoru

           

kde f je maximální kmitočet klopení klopného obvodu. Zapojení je uvedeno na obr.

Pro urychlení přechodových jevů při překlápění jsou ve zpětnovazebních děličích používány urychlovací kondenzátory C, jejichž optimální kapacita se volí

                 

S křemíkovými tranzistory lze navrhnout bistabilní klopný obvod i bez předpětí. Napětí na kolektorech křemíkových tranzistorů bývá obvykle nižší, než prahové napětí přechodu B-E zavřeného tranzistoru (pokud tranzistorem neprochází kolektorový proud IC blízký ICM). Protože zbytkové proudy tranzistorů při rezistorech do 100kW nevytvoří podstatný úbytek, múže obvod pracovat spolehlivě, vynecháme-li dolní odpory děličů R2 a splníme-li podmínku  R1 = RB £ bsat.RC.

Spouštění bistabilního klopného obvodu.

Bistabilní klopný obvod lze překlápět buď přivedením záporného spouštěcího impulzu na bázi otevřeného tranzistoru (nejčastější způsob) nebo přivedením kladného impulzu na bázi zavřeného tranzistoru. Pokud se používá spouštění obvodu do kolektoru, potom se přivádí záporné impulzy na kolektor zavřeného tranzistoru NPN.

Rozeznáváme spouštění:

- nesouměrné - spouštěcí impulzy se přivádí odděleně střídavě na vstupy klopného obvodu

- souměrné - spouštěcí impulzy se přivádí přes společný vstup  na obě báze tranzistorů, obvykle přes diodová hradla. Toto spouštění se používá, pracují-li bistabilní klopné obvody jako děliče frekvence. Časové průběhy v děliči kmitočtu jsou uvedeny na obr.

Obdélníkové impulzy uvst jejichž kmitočet má být dělen se derivují obvodem RVCv (viz schema bistabilního klopného obvodu) a záporné derivační špičky střídavě překlápí obvod. Připojení derivačních odporů ke kolektorům tranzistorů zajistí, že je otevřeno vždy pouze to hradlo, které přivádí derivační špičky na bázi otevřeného tranzistoru. Odpor RV musí být podstatně větší, než odpor RC, aby nezatěžoval kolektorový obvod. Kapacita kondenzátoru CV se volí

     ,   kde tmin je nejkratší interval mezi spouštěcími impulzy. Je-li fmax maximální kmitočet vstupního signálu, je

Příklad.

Navrhněte souměrný bistabilní klopný obvod s jedním napájecím napětím, pracující jako dělič kmitočtu fmax = 50kHz. Použijte tranzistory KSY 71, fT = 600MHz. Schema zapojení je na obr.

 Z charakteristik dle obr. určíme:

UCEsat = 0,95V, Icsat = 8,4mA, Ibsat = 125mA, UBEsat = 1,24V pro nasycení v bodě 1². Zvolíme úbytek na emitorovém odporu URE = 3V.

Emitorový odpor je

Volíme odpor 390W.

Proud děličem volíme 8x větší, než proud, který budeme odebírat

 Id = 8.IBsat = 8.0,125 = 1mA.

Spodní odpor děliče je

volíme R2 = 4k3 z řady E 24.

Kolektorový odpor je  

volíme RC = 510W.

Podle 2. Kirchhofova zákona platí rovnice odtud

volím R1 = 3k9

Podle schematu na obr. kontrolujeme uzavření tranzistoru T2. Platí

U = UCEsat + URE = 0,95 + 3 = 3,95V

uBE2 = U2 -URE = 2,07 - 3 = -0,92V. Tranzistor je spolehlivě zavřen, protože jeho báze je o 0,92V zápornější, než emitor. Pro druhou polovinu obvodu platí totéž, protože obvod je symetrický.

Volbou URE = 3V jsme realizovali v emitoru zdroj konstantního napětí (viz v charakteristikách napětí na ose UCC - URE). Tento zdroj realizujeme paralelní kombinací odporu RE a kondenzátoru CE, jehož hodnota musí být taková, aby cesta přes kondenzátor byla aspoň 10x vodivější, než přes odpor RE při kmitočtu fmax.

Proto  

volíme CE = 0,1mF/6V.

Urychlovací kondenzátor má kapacitu

       

tento kondenzátor vynecháme, protože parazitní kapacity budou určitě větší (bývají jednotek až desítek pF).

Ve spouštěcím obvodu použijeme diody KA 206. Odpor RV volíme mnohem větší, než RC. Tudíž Rv = 15kW.

Určíme

kondenzátor derivačního obvodu musí být

     

volíme CV = 180pF.

Monostabilní klopný obvod.

Má jeden stabilní stav, ve kterém může setrvávat libovolně dlouho a jeden kvazistacionární stav, ve kterém setrvává jenom přechodně. Sestává z jedné poloviny bistabilního klopného obvodu a jedné poloviny astabilního klopného obvodu. Přechodná doba se nazývá dobou kyvu. Ze stabilního stavu do kvazistabilního se překlopí pouze vnějším impulzem. Schema zapojení je na obr.

V obvodu jsou naznačeny možnosti jeho překlápění. Záporným impulzem  usp přivedeným v okamžiku t1 na bázi otevřeného tranzistoru T2 (nebo kladného impulzu na bázi zavřeného tranzistoru T1) se tranzistor T2 zavírá, napětí na jeho kolektoru roste a tento vzrůst napětí se přes dělič R1,R2 přenese na bázi tranzistoru T1. Tranzistor T1 se otvírá, napětí na jeho kolektoru klesá a tento pokles se přes kondenzátor C2 přenáší na bázi T2. To probíhá lavinovitým způsobem tak dlouho, až se T1 úplně otevře a T2 úplně zavře. Nastal kvazistacionární stav. Podobně, jako tomu bylo u astabilního klopného obvodu, se začne kondenzátor C2 nyní vybíjet přes otevřený T1, napájecí zdroj a odpor RB2 s časovou konstantou t » RB2.C2. Jakmile jeho napětí dosáhne prahové napětí přechodu B-E tranzistoru T2 (bod t2, viz obr.) začne se T2 otvírat, jeho kolektorové napětí poklesne, pokles se děličem R1,R2 přenese na bázi T1, ten se přivře a děj proběhne opět lavinovitě, až nastane stabilní stav. Tranzistor T1 je zavřen a T2 otevřen. Tento stav trvá až do příchodu dalšího synchronizačního impulzu.

Doba kmitu monostabilního klopného obvodu T2 » 0,7tv. Odpor RB2 opět volíme  RB2 £ bsat.RC2, návrh děliče R1,R2 s urychlovacími kondenzátory C1 je stejný, jako u bistabilního klopného obvodu. Rovněž lze realizovat monostabilní klopný obvod s křemíkovými tranzistory bez předpětí, jako to bylo u bistabilního klopného obvodu uvedeno.

Monostabilní obvod se používá k vytváření obdélníkových impulzů z impulzů nepravidelného tvaru. Může se použít i ke zpožďování impulzů tak, že vstupní impulz překlopí obvod do kvazistabilního stavu, ze sestupné hrany se odvodí zpožděný impulz na kolektoru T2. Rovněž se používá k zlepšení tvaru zkreslených impulzů.

Schmittův klopný obvod.

Patří mezi bistabilní klopné, emitorově vázané obvody, řízené velikostí vstupního napětí. Schema zapojení je na obr.

Není-li na vstupu žádný signál, t.j. u1 = 0, je tranzistor T1 zavřen napětím na emitorovém obvodu UE, na jeho kolektoru je plné napájecí napětí, které se přes dělič R12,R22 přivádí na bázi tranzistoru T2, který je tím otevřen a jeho kolektorový proud vytváří na společném emitorovém odporu již zmíněné napětí UE. Obvod je ve stabilním stavu. Přivedeme-li na vstup u1 napětí, které překročí rozhodovací úroveň uR¢ = UE1 + Uprah, začne se tranzistor T1 otvírat, jeho kolektorové napětí poklesne, pokles se přenese bázi T2, ten se přivře, tím klesne jeho kolektorový proud a i napětí UE1, což způsobí další otvírání tranzistoru T1 a obvod se lavinovitě překlopí tak, že T1 je úplně otevřen a T2 zavřen. Tento stav je rovněž stabilní a trvá tak dlouho, pokud vstupní napětí neklesne  pod rozhodovací úroveň uR².

Schmittův klopný obvod pracuje velmi spolehlivě, protože vstupní  signál u1 je veden pouze na bázi tranzistoru T1 a ne na bázi T2. Neprojevuje se zde žádný zpětný účinek. Volbou odporů R12,R22, RC2 a RE lze navrhnout obvod tak, že pracovní bod otevřeného tranzistoru T2 je buď v oblasti nasycení, nebo ještě před touto oblastí. Je-li pracovní bod tranzistoru T2 před oblastí nasycení, lze obvod navrhnout přesněji, obvod je rychlejší a citlivější. Je-li pracovní bod T2 v oblasti nasycení, uplatní se při činnosti méně parametry tranzistoru. Časové průběhy vstupního a výstupního napětí jsou na obr.       

Z obr. je vidět, že rozhodovací úroveň u1¢ > u1², t.zn. že při vzrůstu napětí u1 klopí obvod při větším vstupním napětí, než při poklesu vstupního napětí. Rozdílu těchto dvou rozhodovacích úrovní se říká napěťová hysteréze a úmyslně se v každém obvodu zavádí. Je to proto, že na vstupním signálu je vždy superponován určitý šum a v případě, že u1¢ = u1², docházelo by na rozhodovací úrovni k rychlému přepínání obvodu z jednoho stavu do druhého do té doby, pokud by maximální úroveň šumu byla větší, než pásmo citlivosti obvodu na této úrovni. Napěťová hysteréze těmto kmitům zabrání. Hysteréze není časové zpoždění, ale rozdíl napětí u1¢ - u1².

Fyzikálně lze vysvětlit podstatu hysteréze tím, že při posunu pracovních bodů tranzistorů při překlápění se mění celkové zesílení obou tranzistorů ve smyčce kladné zpětné vazby. Pokud je některý tranzistor uzavřen, nebo nasycen, smyčka je přerušena a nepřenáší signál. Přenos je menší než jedna. Způsobí-li vstupní signál posun pracovních bodů tranzistorů do aktivní oblasti, oba tranzistory zesilují, přenos je větší než jedna a dochází k rychlému překlopení. Čím je zesílení ve smyčce zpětné vazby větší než jedna, tím je hysteréze větší. Klesne-li zesílení pod jedničku, hysteréze zmizí a Schmittův obvod se změní na zesilovač. Proto se musí volit pracovní body tak, aby aspoň malá hysteréze vznikla.

Příklad.

Navrhnout Schmittův klopný obvod, je-li napájecí napětí UCC = 9V, výstupní napětí U2 = 4V. Vnitřní odpor generátoru považujte za nulový.

Schema zapojení je na obr.

Použijeme spínací křemíkové tranzistory KSY 71, úbytek na emitorovém odporu volíme uE = uE1 = 3V. V charakteristikách na obr.

zvolíme zatěžovací přímku tak, že pro tranzistor T2 otevřený až do nasycení volíme pracovní bod 1². Zde UCEsat = 0,95V, Icsat = 8,4mA, Ibsat = 125mA, UBEsat = 1,24V.

Pro výstupní napětí U2 = 4V je na kolektorovém odporu napětí URc=5V. Kolektorový odpor je tedy

        volíme RC2 = 620W

Emitorový odpor

       volíme RE = 360W

Proud děličem volíme Id=1mA. V prvním stabilním stavu je uB2= uB2sat. Rezistor

       volíme R22 = 3k3

Podle 2. Kirchhofova zákona lze psát:

 UCC = RC1(Id + IB2sat) + R12(Id + IB2sat) + UBEsat + uE1

Zde zatím máme dvě neznámé, odpor RC1 a R12. Pro první přiblížení předpokládejme, že RC1 = 0. Potom

      volíme 4k3

Ve druhém stabilním stavu je T1 otevřen a T2 zavřen. K zajištění hysteréze volme kolektorový proud IC1sat = 0,8.IC2sat = 0,8.8,4=6,72mA. Pro tento proud zjistíme z charakteristik tranzistoru

 UCE1sat = 0,9V, IB1sat = 0,1mA, UBEsat = 1,12V,

Úbytek na emitorovém odporu

 uE = uE2 = RE(IC1sat + IB1sat) = 360(6,72 + 0,1).10-3 = 2,45V

Nyní lze určit kolektorový odpor z rovnice

 UCC = RC1(IC1sat + Id) + UCE1sat + uE2

     volíme RC1 = 750W

Nyní se můžeme vrátit zpět k výpočtu R12 a výpočet zopakovat se známým odporem RC1.

Pomocí schematu na obrázku charakteristik kontrolujeme zavření T2 ve druhém stabilním stavu.

 U = UCE1sat + uE2 = 0,9 + 2,45 = 3,35V

 

uBE2 = U2 - uE2 = 1,454 - 2,45 = -0,995V. Tranzistor T2 bude tímto napětím spolehlivě uzavřen,  protože báze bude zápornější než emitor. Urychlovací kondenzátor C můžeme opět vynechat. Emitorový kondenzátor CE musíme vynechat, aby nebránil zpětné vazbě, která je pro klopení nezbytná.

Předpokládáme-li Rg = 0, nemusíme uvažovat zmenšení u1 na kombinaci Rg,R1,R2 a vstupním odporu T1. Napětí první rozhodovací úrovně uR¢ je dáno součtem  emitorového  napětí  uE1  a  prahového  napětí  přechodu   B-E

(z charakteristik je cca 0,5V), tedy uR¢ = (3 + 0,5)V = 3,5V. V prvním     stabilním stavu musí být děličem R1,R2 zajištěno zavření tranzistoru T1. Zvolíme-li proud  děličem  opět  1mA   musí  platit,  aby bylo uB1 < uBE1

 R2.Id < uE1   odkud    

Protože platí  UCC = (R1 + R2)Id, je

                       

Rázový generátor.

Rázový generátor je obvod, používaný pro generování velmi krátkých, jehlových impulzů. Příklad zapojení je na obr.

 V obvodu je zavedena velmi silná kladná zpětná vazba z kolektoru tranzistoru přes impulzní transformátor do báze. Převod transformátoru bývá 1:1 až 5:1.

Pro vysvětlení funkce předpokládejme, že kondenzátor je nabit na maximální napětí UC1 s vyznačenou polaritou. Napětí kondenzátoru je přiváděno přes bázové vinutí impulzního transformátoru na bázi tranzistoru, který je tímto zavřen (bod 1 průběhu napětí na obr.).

Kondenzátor se vybíjí přes odpor RB a zdroj UBB s časovou konstantou tv » RB.C1 ze záporné hodnoty na hodnotu UBB. V bodě 2, t.j. v časový okamžik t2 dosáhne napětí na bázi hodnotu prahového napětí přechodu E-B a tranzistor se začne otevírat. Tím začne narůstat jeho kolektorový proud z nulové hodnoty na hodnotu nasyceného kolektorového proudu. Tato časová změna proudu začne indukovat v kolektorovém a tudíž i v bázovém vinutí napětí, které je připojeno tak, že se otevře přechod B-E a v obvodu E-B tranzistoru, C1 a bázové vinutí proteče proud iB, který obnoví náboj na kondenzátoru C1 a nabije ho opět na plnou hodnotu napětí UC1. Jakmile dosáhne kolektorový proud své nasycené hodnoty, přestane se měnit, tím přestane indukovat ve vinutí napětí a kondenzátor C1 záporným napětím, přiváděným na bázi tranzistoru, tranzistor opět uzavře. Nastane opětné vybíjení kondenzátoru přes odpor RB a  děj se opakuje.

Jakmile zanikne kolektorový proud, vzniknou na vinutí transformátoru vlastní kmity, dané rozptylovou indukčností a parazitními kapacitami transformátoru. Protože tranzistor je v této době již uzavřen, jsou kmity jen velmi málo tlumeny a zákmitové napětí by mohlo zničit tranzistor, resp. by mohly způsobit i nežádoucí otevření tranzistoru a vytvářet zkreslené sinusové kmity a ne oddělené, krátké impulsy.  Proto bývá k primárnímu vinutí transformátoru připojen tlumící iodpor R v serii s diodou D. Šířka impulzů T1 závisí na parametrech transformátoru a tranzistoru a může být řádu nanosekund až mikrosekund. Jako u astabilního klopného obvodu je napětí na bázi dáno vztahem

 

a vybíjecí doba T2, po kterou je tranzistor uzavřen je dána

 

Opakovací kmitočet obdélníkových impulzů   se dá řídit změnou vybíjecí časové konstanty tv » RBC1. Rezistor v kolektorovém obvodu omezuje kolektorový proud, zmenšuje tepelné namáhání tranzistoru a zvyšuje stabilitu kmitů. Volí se . Připojí-li se RB přímo k napájecímu napětí UCC, určí se jeho hodnota z podmínky .

Rázový generátor lze synchronizovat kladnými impulzy usyn, přiváděnými do báze. Pro odběr impulzů se často používá třetí vinutí navinuté na transformátoru. Potom lze volit jak velikost amplitudy impulzů, tak i jejich polaritu a rovněž mohou být impulzy i galvanicky oddělené.

 Generátory pilových průběhů.

Napětí pilových nebo trojúhelníkových průběhů se používají v rozkladových generátorech obrazovek, v obvodech pro automatický záznam voltampérových charakteristik, v obvodech fázového řízení a při dalších aplikacích. Pro vychylování paprsku v osciloskopech s elektrostatickým vychylováním elektronového paprsku se používají generátory pilového napětí (nazývají se generátory časové základny), v zařízeních s elektromagnetickým vychylováním elektronového paprsku se používají generátory pilového proudu (nazývané rozkladové generátory).

Základní pojmy, princip funkce generátorů pilového napětí.

V době přímého běhu T1 se má napětí zvětšovat lineárně s časem až na maximální hodnotu a v době zpětného běhu T2 má klesnout na nulu, nebo na počáteční hodnotu.U pilových průběhů se požadavky na průběh zpětného

běhu nekladou, u trojúhelníkových průběhů musí být i zpětný běh T3 lineární funkcí času. Doba periody T = T1 + T2, resp. T = T1 + T3. Opakovací kmitočet je f = 1/T.

 

Genarátory pilových napětí.

Nabíjíme-li  kondenzátor  přes  odpor, platí  pro náboj kondenzátoru

 Q = I.t = C.U,  odkud můžeme psát

  . Vidíme, že je-li I/C = konst., je napětí na kondenzátoru lineární funkcí času, jinými slovy, lineárně rostoucí napětí dostaneme, nabíjíme-li kondenzátor konstantním proudem.

Ze základů elektrotechniky je známo, že připojíme-li obvod RC na zdroj konstantního napětí U, roste napětí na kondenzátoru exponencíálně, podle zákona , kde t = RC je časová konstanta obvodu. Nelinearitu vytvářeného pilového napětí lze matematicky vyjádřit vztahem pro činitel nelinearity

      pro T1/t « 1

Vidíme, že b je tím menší, čím je větší časová konstanta obvodu RC. To lze docílit použitím dostatečně velkého ohmického odporu. Zvětšování kapacity kondenzátoru není vhodné, vzhledem k špatné kvalitě (velkému ztrátovému úhlu) kondenzátorů větších kapacit. Ovšem použití velkých pasivních odporů vyžaduje zvyšování napájecích napětí. Proto se v mnoha případech používá místo pasivního rezistoru dynamický odpor tranzistoru. Charakteristiky tranzistoru jsou uvedeny na obr.

 Pracujeme-li na charakteristice konstantního proudu do báze, je dynamický odpor tranzistoru dán hodnotou 1/h22e. Je-li např. dynamický odpor tranzistoru 1/h22e = 100kW a pracuje-li tranzistor s konstantním kolektorovým proudem IC = 1mA, je fiktivní napětí, ke kterému se blíží exponenciála Ufik = IC.1/h22e = 100.103 . 1.10-3 = 100V. Samozřejmě, i když exponenciála směřuje k napětí 100V, dojde k jejímu omezení po dosažení napájecího napětí tranzistoru u2 » UCC.

Principielní schema zapojení je na obr.

 Průběh výstupního napětí je uveden na obr.

Když se v čase tB otevře tranzistor T1 kladným obdélníkovým impulzem na bázi, vybije se kondenzátor C přes malý odpor otevřeného tranzistoru. Časová konstanta vybíjecího obvodu je malá. Po zavření tranzistoru T1 v čase ta¢, začne se kondenzátor nabíjet přes tranzistor T2 proudem, nastaveným odporem RB v  bázi T2. Pracovní bod tranzistoru se pohybuje z bodu B do bodu A a kolektorový proud tranzistoru se téměř nemění.

Použití dvou komplementárních tranzistorů umožní realizovat jednoduchý generátor trojúhelníkových průběhů.  Schema zapojení je na obr.

 Při nulovém napětí u1 je tranzistor T1 zavřen a T2 otevřen. Přes T2 se nabíjí kondenzátor C proudem IC2, nastaveným odporem R2 v bázi T2. Při vstupním napětí u1 = UCC je T2 zavřen, T1 otevřen a kondenzátor C se vybíjí proudem, nastaveným odporem R1 v bázi T1. Kmitočet a amplitudu výstupního trojúhelníkového napětí lze regulovat nabíjecí a vybíjecí časovou  konstantou obvodu a opakovací frekvencí a šířkou řídících impulzů u1.

 Linearizace pilových průběhů. 

Linearitu pilových průběhů ovlivňuje jednak okolnost, že nenabíjíme kondenzátor konstantním proudem a také zátěž, připojovaná na svorky generátoru pilových napětí. Čím je tato zátěž menší a čím menší část nabíjecí exponenciály využíváme, tím je linearity průběhu lepší.

Problém linearizace výstupních průběhů lze řešit dvěma způsoby:

a) Linearizace pomocí kladné zpětné vazby, t.zv. bootstrap

 Schema zappojení je na obr.

Kondenzátor C je nabíjen v časovém intervalu tA, tB přes diodu D odpor R ze zdroje UCC. Tranzistor T1 je zavřen řídícím napětím u1 na bázi. Na kondenzátoru C vzrůstá výstupní napětí u2, které je současně přiváděno na vstup emitorového sledovače T3 s velkým vstupním odporem. Výstupní napětí sledovače Au2 je přiváděno přes velký kondenzátor Cv do bodu 2 mezi diodu D a  odpor R. Napěťové zesílení sledovače A » 1. Jak se zvyšuje napětí na kondenzátoru u2, tak se zvyšuje napětí na výstupu sledovače Au2 a také napětí v bodě 2, takže napětí na rezistoru R zůstává konstantní. To znamená, že přes R teče konstantní proud, který nabíjí kondenzátor C. Po otevření tranzistoru T1 v čase tB se kondenzátor rychle vybije přes malý odpor otevřeného tranzistoru a po uzavření T1 v čase tA¢ se proces opakuje.

Vazební kondenzátor Cv musí mít velkou kapacitu (např. 100mF). Je nabit na naznačenou polaritu na napětí UCC a ve zpětnovazebním obvodu působí jako zdroj konstantního napětí s velmi malým vnitřním odporem. V době přímého běhu pilového napětí na něm napětí poněkud poklesne a proto se musí před započetím dalšího přímého běhu počkat, až se jeho náboj doplní přes diodu D a emitorový odpor RE. Počítá se s mezerou mezi jednotlivými pilovými kmity asi 3RECv. Použije-li se místo kondenzátoru Cv Zenerova dioda ZD (spolu s odporem R2), potřeba mezery mezi pilovými kmity odpadá. Ovšem využití napájecího napětí je podstatně nižší, než v obvodu s kondenzátorem.

Linearizace pilových průběhů pomocí záporné zpětné vazby.

Druhou možností linearizace průběhu je zapojení pomocí t.zv. Millerova integrátoru. Princip zapojení je na obr.

Kondenzátor C je zapojen v obvodu záporné zpětné vazby invertujícího zesilovače s velkým zesílením. Podle obr. se v důsledku Millerova jevu uplatní kapacita C jako fiktivní kapacita Cvst mezi vstupními svorkami zesilovače.

Napětí na kondenzátoru  je   uC = u - u2 = uA - u = u(1-A).

Nabíjecí proud kondenzátoru je

vstupní impedance zesilovače  

Jmenovatel (1-A) je reálné a kladné číslo. Zvst má kapacitní charakter. Má-li být Zvst menší (1-A) - krát, než XC, musí být

Cvst = (1-A)C, přičemž výraz (1-A) může být 104 - 106. Tuto kapacitu je možno nabíjet ze zdroje UCC přes odpor R, přičemž napětí na kapacitě je (1-A)-krát zesilováno, takže využíváme jen malý úsek nabíjecí exponenciály a výstupní napětí je velmi lineární.

Schema zapojení Millerova integrátoru je na obr.

 Třístupňový zesilovač má na vstupu unipolární tranzistor, což umožní použít velký odpor R a jakostní kondenzátor C s malou kapacitou. Rezistorem Rt v emitoru T2 se nastavuje takové napětí, že na kolektoru T3 je přibližně nulové napětí proti zemi. Tím je nulové napětí i na výstupu emitorového sledovače T4. Když se v čase tA zavře vstupním signálem tranzistor T1, zavře se i dioda D a kondenzátor C se začne nabíjet přes rezistor R ze zdroje UCC. Inverze signálu a velkého zesílení signálu je dosaženo ve stupni s tranzistorem T3. Nabíjení může probíhat až do uzavření tranzistoru T3. K tomu stačí jen několik desetin voltu na bázi T2. Tím bude změna napětí na R nepatrná a nabíjecí proud bude konstantní.

Zpětný běh začne v okamžiku tB, když se T1 a D otevřou. Kondenzátor se přes ně vybije a na řídící elektrodě T2 se obnoví původní napětí. Zapojením lze realizovat dlouhé pilové impulzy, až několik minut.

Ideálním zesilovačem pro Millerův integrátor jsou operační zesilovače, které mají zesílení 50 000 až 1 000 000 a s nimi se dosahují vynikající parametry integrátoru.

 Generátory pilového proudu.

Pro obrazovky s elektromagnetickým vychylováním požadujeme, aby proud ve vychylovacích cívkách měl lineární průběh. Předpoklájme, že na čistou indukčnost (bez ohmického odporu) připojíme elektrické napětí E ze zdroje konstantního napětí. Bude platit zákon

   ,    odtud      a   

vidíme, že je-li hodnota E/L konstantní, bude proud v indukčnosti lineárně narůstat v čase.

Požadujeme, aby proud ve vychylovacích cívkách měl průběh, zobrazený na obr.

Mezi body A-B proud lineárně narůstá a mluvíme o přímém běhu T1. V intervalu B-A klesá proud z maximální hodnoty tm na minimální hodnotu -tm a mluvíme o zpětném běhu T2. Zatímco pro přímý běh požadujeme přísně lineární časovou závislost, pro průběh zpětného běhu neklademe žádné zvláštní požadavky na průběh, pouze jsou kladeny požadavky  na dobu T2.

Linearitu přímého běhu vyjadřujeme pomocí činitele nelinearity

   

Graficky je nelinearita znázorněna na obr.

V rozkladových generátorech používáme pilové průběhy v cívkách horizontálního rozkladu a vertikálního rozkladu. Činitel nelinearity požadujeme  pro  horizontální cívky  10 ¸ 15%,  pro vertikální rozklady

    5¸8%.

Předpokládejme obvod uvedený na obr.

Cívka má indukčnost L, ohmický odpor předpokládáme nulový, K cívce je vždy připojena parazitní kapacita C0. V době přímého běhu se parazitní kapacita nemůže uplatnit, obvod je zatlumen nulovým odporem R. Proud v indukčnosti lineárně narůstá podle zákona  a na cívce je napětí         

Přímý běh zkončí rozepnutím klíče K na konci doby T1 a začne zpětný běh. Napájecí zdroj se okamžitě odpojí a přestane tlumit obvod LC0, který se rozkmitá na frekvenci, dané Thomsonovým vztahem .

Průběh je znázorněn body A-B-C-D.

 Proud v obvodu  je     i = im.cos wt  a napětí na obvodu je

                  

Po proběhnutí poloviny kmitu vlastních oscilací se opět klíč otevře a nulový odpor zdroje okamžitě zatlumí oscilace v obvodu. Zmíněnou polovinu kmitu vlastních oscilací použijeme jako dobu zpětného běhu, pokles amplitudy vlivem tlumení obvodu při zpětném běhu můžeme zanedbat.

Doba zpětného běhu je tudíž dána vztahem

  

Amplituda napětí na indukčnosti při zpětném běhu je

   , dosadíme-li za Lim = u1T1/2 a w = p/T2.

Průběhy napětí a proudů jsou uvedeny na obr.

 Příklad.

Předpokládejme, že  L = 0,1H, T = T1+T2 = 64ms, T2 = 10%T1, im = 0,2A

napětí pří přímém běhu

amplituda napětí při zpětném běhu 

maximální hodnota parazitní kapacity 

Vliv činného odporu.

Ve skutečnosti každý obvod generátoru pilového proudu má vždy nenulový činný odpor, který je tvořen jednak ohmickým odporem cívky, odporem spínacího klíče, který je tvořen buď tranzistorem (nebo elektronkou), vnitřním odporem napájecího zdroje a odpory přívodů. Schema takového odporu je na obr.

Při sepnutém klíči platí rovnice, předpokládáme-li, že v čase t=0 je proud v obvodu i=0               

Pro proud tedy platí vztah

   

V grafu je vidět vliv činného odporu a pro činitel nelinearity platí

        pro   « 1.

Zůstává otázka, je-li možno v obvodě, kde se vždy vyskytuje činný odpor přesto získat lineární průběh proudu. Sledujme možnost nahradit spínací klíč aktivním spínačem (tranzistorem nebo elektronkou).

Předpokládejme, že převodní charakteristika aktivního spínače (t.j. závislost proudu ve výstupním obvodu na vstupním řídícím napětí) je uvedena  an obr.

  Požadujme proud v obvodu  i = at,  kde a = konst.

Platí tedy  

Odtud        

Závislost odporu na čase je na obr.

Z přechodové charakteristiky lze psát pro výstupní proud

                   kde S je strmost charakteristiky

                                 i0 je výstupní proud pří uC=0

Stejnosměrný odpor aktivního prvku

            

Porovnáme-li oba získané vztahy pro odpor, dostaneme

             S.uC + i0 = at

a tedy řídící napětí aktivního prvku

            

Průběh řídícího napětí na vstupu aktivního spínače (tranzistoru nebo elektronky) je znázorněn na obr.

Lze udělat závěr, že i v obvodech s indukčností a činným odporem lze generovat lineárně rostoucí proud, zajistíme-li, že ohmický odpor v obvodu je časově proměnný, a to tak, že s rostoucím  časem odpor hyperbolicky klesá.

Uvedené zapojení má ovšem nevýhodu, že na začátku přímého běhu je hodnota ohmického odporu vysoká, obvod není tlumen a proto se na začátku přímého běhu superponují na kmit pilového proudu sinusové oscilace, Tyto trvají až do doby (1/3 - 1/2 přímého běhu), než klesne hodnota ohmického odporu na hodnotu, při které přejdou oscilace z kmitavého na aperiodický průběh, t.zn pod hodnotu . Znázornění parazitních kmitů je na obr.

Uvedený nedostatek se odstraňuje použitím tlumící diody.

Principielní schema je uvedené na obr.

Dioda je pomocí zdroje Ed polarizována v závěrném směru. Při prvním záporném kmitu se dioda otevře a svým malým odporem zatlumí oscilace. Napětí zdroje Ed se volí stejně veliké, jako je napětí na indukčnosti u1 při přímém běhu je připojeno záporným pólem na kolektor spínacího tranzistoru. Tlumící obvod je tvořen diodou D s odporem v přímém směru Rd, indukčností L a zdrojem Ed. Předpokládáme-li odpor diody pro jednoduchost lineární, platí následující vztahy pro objasnění průběhu proudů:

  

Vyloučením z rovnic proudu ia i id dostaneme následující diferenciální rovnici pro proud v indukčnosti

 

jejímž řešením je

 

Protože se napětí zdroje Ed volí vždy u1 = aL, je první člen v rovnici roven nule. Proto

 

Průběhy proudů jsou zobrazeny na obr.

Počáteční a konečná hodnota proudu jsou v absolutní hodnotě stejné a rozkmit pilového proudu je im = aT1. Vypočítáme-li činitel nelinearity, dostaneme následující rovnici

 

   Příklad.

   Předpokládáme-li L = 01H, Rd = 200W, T1 = 0,9T = 0,9.64.10-6 s, potom je

       

Pro posouzení efektivnosti obvodu se nehodí koeficient účinnosti, který vyjadřuje poměr činného výkonu k celkovému výkonu, protože vychylování elektronového paprsku magnetickým polem je pouze čistě reakční proces, který žádný činný výkon nepotřebuje. (Pokud se objevuje v těchto obvodech ztrátový výkon, vyjadřuje pouze nedokonalost návrhu samotného obvodu). Zde se posuzuje efektivnost jako poměr maximálního proudu k jeho střední hodnotě.

 Uvážíme-li průběh prouhu spínacím prvkem podle obr.

   a zanedbáme-li dobu zpětného běhu, je střední proud

             

Efektivnost obvodu je

           

V ideálně ekonomicky pracujícím obvodu je g = ¥.

Zapojení, které bylo principielně popsáno, se používá pouze u malých obrazovek. Zde spínací tranzistor i tlumící dioda pracovaly po celou dobu přímého běhu. Obvod má analogii s dvojčinným  zesilovačem pracujícím ve třídě A. Moderní obvody používají zdokonalené zapojení, v kterém v první polovině přímého běhu pracuje pouze tlumící dioda a ve druhé polovině pracuje pouze spínací tranzistor. To má analogii s dvojčinným zesilovačem, pracujícím ve třídě B. Ekonomika činnosti těchto zapojení je přibližně dvojnásobná.

Literatura: 1) Boltík, Český, Hojka, Vomela, Elektronická zařízení pro 4. roč. SPŠE, Vydal SNTL 1990, 2) Samojlov, Generátory pilových průběhů v televizorech, Moskva 1960

Přihlášení

Jméno

Heslo

Podporované projekty (vřele doporučuji)

Bezdrátová síť v Plzni 
PilsFree

Moje oblíbené WWW stránky (vřele doporučuji)

Zpravodajství ze světa nejrychlejších vozů naší planety:
Formule 1

Zpravodajství ze světa videa, TV karet, kodeků a tak podobně:
TV Freak

Zpravodajství ze světa počítačů a všeho kolem:
Živě

Zpravodajství ze světa počítačů:
PcTuning

Zpravodajství ze světa mobilů:
MobilMania

Zpravodajství ze světa počítačových her a hardwaru.
BonusWeb

Češtiny do her a programů:
Češtiny

Zpravodajství ze světa počítačových her a hardwaru:
Doupě

Vyhledávací server:
Google

zpět na předchozí stránku
Copyright © 2003 Hell
doporučené rozlišení 1024x768