Elektornika II.

Dokumenty a příklady

Generátory nesinusových průběhů

VOŠ a SPŠE  PLZEŇ, GENERÁTORY  NESINUSOVÝCH PRŮBĚHŮ, Učební texty

Generátory nesinusových průběhů.

Oproti generátorům sinusových průběhů, které generují harmonické průběhy napětí nebo proudů, a jejichž aktivní členy pracují ve třídě A, obsahují generátory nesinusových průběhů aktivní členy, které pracují jako spinače.

Tyto generátory mohou vytvářet buď pravoúhlé průběhy napětí nebo průběhy jiných tvarů (např. pilové průběhy napětí nebo proudů, trojúhelníková napětí a pod.).

V obvodech zpětné vazby jsou RC členy a nabíjení a vybíjení kondenzátorů se děje v rytmu, daném časovými konstantami, určujícími kmitočet generátoru. Generátory mohou být buď samokmitající, které nepotřebují na vstupu žádný signál (např. astabilní klopný obvod, nebo rázový generátor), nebo synchronizované, pro zvýšení stability kmitočtu nebo pro činnost řízenou vnějšími obvody (např. monostabilní a bistabilní klopný obvod, Schmittův klopný obvod a pod).

Tranzistor ve spínacím režimu. 

Tranzistor ve spínacím režimu se pouze přibližuje svými vlastnostmi ideálnímu spínacímu prvku, který má v sepnutém stavu nulový odpor a v rozepnutém stavu nekonečný odpor.

Voltampérové charakteristiky spínacího tranzistoru jsou uvedeny na obr.

V charakteristikách jsou vyznačeny jednotlivé oblasti při činnosti tranzistoru.

Používají se většinou tranzistory NPN i PNP, v zapojení se společným emitorem, protože pro spínání stačí mnohem menší výkon, než v zapojení se společnou bází.

Při spínání prochází tranzistor aktivní oblastí. V ní je přechod  E-B polarizován  v přímém směru a přechod C-B v závěrném směru. Tranzistor jako spinač je rozepnut, je-li jeho pracovní bod v závěrné ooblasti, kdy jsou oba přechody polarizovány v závěrném směru a je rozepnut, když je pracovní bod v oblasti nasycení, t.j. když jsou oba přechody polarizovány v přímém směru. Oblast nasycení (saturace) je definována nulovým napětím mezi kolektorem a bází, U_CB = 0.

Na vlastnosti spínače mají největší vliv saturační parametry. Pro mez saturace se definují následující stejnosměrné parametry:

a) proudový zesilovací činitel     při U_CB = 0

b) saturační napětí báze  U_BEsat při daném I_E a U_BC = 0

c) saturační napětí kolektoru U_CEsat při daných hodnotách I_C a I_B.

Velikost činitele b_sat lze určit buď měřením, nebo z charakteristik

Vzhledem k rozptylu parametrů nelze navrhovat obvody přesně na mez nasycení. Pro dokonalé sepnutí se volí určité přesycení, t.j. posuneme pracovní bod z místa 1 na mezi saturace do bodu 1¢ na mezní přímce tranzistoru. Přitom platí U_CE < U_BE. Pro křemíkové tranzistory  bývá  U_CE = 0,4V (0,2 ¸ 1V),   U_BE = 0,7V (0,65 ¸1,3V),      b_sat = 10 ¸ 80.

Při návrhu obvodu zvolíme napětí zdroje, dále v charakteristikách zvolíme sklon zatěžovací přímky a určíme hodnoty U_CEsat, I_csat a I_bsat.

Ze zvolených hodnot určíme kolektorový a bázový odpor

Aby otevřený tranzistor pracoval skutečně v oblasti nasycení, musí být splněna podmínka  U_CE £ U_BE. Velmi často se připojuje do obvodu  báze  napětí  napájecího  zdroje,  t.j. U_BE = U_CC. Vyjádříme-li

U_CE » U_CC - R_C.I_csat  a  U_BE » U_CC - R_B.I_bsat, potom dosazením do předchozí nerovnosti dostaneme

 U_CC - R_C.I_csat £ U_CC - R_B.I_bsat z čehož plyne

      R_B.I_bsat £ R_C.I_csat

            R_B £ b_sat.R_C

Spínací obvod tranzistoru v zapojení s přímou odporovou vazbou a časové průběhy při spínání jsou uvedeny na obr.

Při spínání tranzistoru řízeného skokovou změnou vstupního napětí jsou důležité 4 časové intervaly:

- doba zpoždění t_d - doba, kdy je tranzistor vyváděn ze závěrné oblasti do aktivní oblasti

- doba náběhu t_r - doba, než pracovní bod tranzistoru přechází v aktivní oblasti z hodnoty I_C = 0,1I_csat do hodnoty I_C = 0,9I_csat.

- doba přesahu t_s - během níž vychází  tranzistor z oblasti saturace do aktivní oblasti (zotavovací doba t_rr)

- doba t_f - doba, během níž přechází tranzistor z aktivní oblasti do oblasti závěrné.

Spínací doby lze zkrátit zvětšením řídícího signálu, např. připojením urychlovacího kondenzátoru C paralelně k odporu R_B, který při otevírání tranzistoru působí v prvním okamžiku jako zkrat a při  zavírání tranzistoru se jeho napětí přičítá k řídícímu signálu.

 Generátory obdélníkových průběhů.

Generátory obdélníkových průběhů se mohou nacházet ve dvou stavech:

- kvazistacionární stav - obvod v něm setrvává jen určitou dobu, danou vnitřními časovými konstantami a po jejím uplynutí přechází do druhého stavu bez vnějších zásahů

- stacionární (stabilní) stav - obvod v něm múže setrvat libovolně dlouhou dobu a přechází do druhého stavu pouze po příchodu vnějšího signálu.

Generátory obdélníkových průběhů dělíme na:

- astabilní klopné obvody - mají pouze dva kvazistacionární stavy

- bistabilní klopné obvody - mají pouze dva stacionární stavy

- monostabilní klopné obvody - mají jeden kvazistacionární a jeden stacionární stav

Dále sem lze zařadit Schmittův klopný obvod, který patří mezi bistabilní klopné obvody řízené vstupním napětím, a rázový generátor, patřící mezi astabilní klopné obvody.

Astabilní klopný obvod.

Příklad zapojení astabilního klopného obvodu je na obr.

    Popíšeme nejprve funkci obvodu bez korekčních diod D₁ a D₂ a rezistorů R₁ a R₂.

Ani při stejných typech tranzistorů a součástek nebude v obvodu úplná symetrie. Předpokládejme, že při připojení napájecího napětí na obvod prochází tranzistorem T₁ větší proud než tranzistorem T₂. Na rezistoru R_C1 vznikne větší úbytek napětí, než na rezistoru R_C2. Kolektorové napětí u_C1 poklesne, pokles se přenese přes kondenzátor C₂ na bázi tranzistoru T₂. Tranzistor T₂ se víc přivře, jeho kolektorový proud se zmenší, na jeho kolektoru napětí u_C2 vzroste, tento vzrůst se přenese přes kondenzátor C₁ na bázi tranzistoru T_1, který se ještě více otevře, napětí  u_C1  dále  poklesne a celý proces se lavinovitě opakuje rychlostí, danou pouze tranzitní frekvencí tranzistorů, až je tranzistor T₁ úplně otevřen a tranzistor T₂ úplně zavřen. Nastává první kvazistacionární stav. Před otevřením tranzistoru T₁, byl tranzistor T₁ zavřen a kondenzátor C₂ byl nabit na plné napětí U_CC, na které se nabil s časovou konstantou t_n1 = R_C1.C₂ přes kolektorový odpor R_C1, vstupní obvod B - E tranzistoru T₂ a napájecí zdroj. V okamžiku otevření tranzistoru T₁ se skokem uzemní kladně nabitý polep kondenzátoru C₂ přes tranzistor T₁ na zem. Protože se ovšem napětí na kondenzátoru nemůže změnit skokem, skočí potenciál záporného polepu kondenzátoru, spojeného s bází tranzistoru T₂ na hodnotu -U_CC, která okamžitě uzavře tranzistor T₂, který před skokem napětí byl otevřen. Kondenzátor C₂ se začne vybíjet s časovou konstantou t_v2 = C₂.R_B2 přes otevřený tranzistor T₁, napájecí zdroj a bázový odpor R_B2.

Časové průběhy napětí na kolektorech a bázích tranzistorů jsou uvedeny na obr.

Předpokládejme, že k otevření tranzistoru T₁ došlo v době 1. Tranzistor T₂ se skokem zavřel napětím -U_CC, přivedeným na jeho bázi. Při vybíjení kondenzátoru C₂ klesá napětí na bázi T₂ exponenciálně k nule a napětí směřuje k hodnotě +U_CC. Jakmile napětí na bázi T₂ dojde k nule a překročí prahové napětí přechodu báze-emitor (bod 2), začne se tranzistor T₂ otevírat. Kolektorovým obvodem T₂ proteče proud, tranzistor se pootevře, napětí na jeho kolektoru poklesne, pokles se přenese přes kondenzátor C₁ na bázi T_1, který se přivře a dojde k následnému lavinovitému překlopení obvodu do stavu, kdy se T₁ úplně zavře a T₂ úplně otevře. Nastane druhý kvazistacionární stav. Nabitý kondenzátor C₁ způsobí záporným napětím na bázi T₁ jeho úplné uzavření (bod 3). Nyní se začne C₁ vybíjet přes otevřený tranzistor T₂, napájecí zdroj a odpor R_B1. Jakmile klesne napětí na bázi T₁ k nule (bod 4), začne se T₁ otvírat a obvod přejde opět do prvního stavu. Děj se neustále opakuje.

Současně s vybíjením kondenzátoru C₁ (v době t₁ - t₂) se nabíjí C₂ ze zdroje U_CC přes R_C1 a otevřený přechod B - E tranzistoru T_2s časovou konstantou t_n1 = R_C1.C₂. Nabíjení kondenzátoru způsobí zkreslení nástupního čela impulzu, protože nabíjecí proud způsobí úbytek napětí na rezistoru R_C1. Proto se používá korekční obvod D₁,R₁ a D₂,R₂. Při skokovém zavření tranzistoru T₁ se kladným napětím uzavře dioda D₁ a nabití kondenzátoru  probíhá přes odpor R₁, jehož hodnota se volí stejná jako R_C1.  Napětí na kolektoru T₁ má obdélníkový průběh.

Průběh napětí na bázi tranzistoru lze zjednodušeně vyjádřit rovnicí

protoře kdyby se T₂ neotevřel, nabíjel by se kondenzátor C₂ z napětí -U_CC na hodnotu +U_CC.  Přibližně v časovém úseku t » T₂ dosáhne napětí u_B2 nulové hodnoty, takže

odkud lze vypočítat dobu, po kterou byl tranzistor T₂ uzavřen

  T₂ » t_v2.ln2 » 0,7.t_v2

Stejně lze určit i dobu zavření tranzistoru T₁

  T₁ » t_v1.ln2 » 0,7.t_v1

Opakovací kmitočet obdélníkových impulzů je tedy dán vztahem

Kmitočet f může být od 0,01Hz (dáno kapacitou kondenzátorů až do mezního kmitočtu tranzistoru. Aby tranzistor pracoval vždy v oblasti nasycení, musí být splněn vzztah

  R_B1 £ b_sat1.R_C1     a     R_B2 £ b_sat2.R_C2

Příklad.

Navrhnout astabilní klopný obvod pro napájecí napětí U_CC = 6V, kmitočet f = 1kHz a zatěžovací odpor R_C =  600W, střída 1:1 Předpokládáme použití tranzistorů KSY 71, pro který odečteme z charakteristik U_CEsat = 0,95V, I_csat = 8,4mA, I_bsat = 125mA a U_BEsat = 1,24V.

Vzhledem ke střídě 1:1 stačí počítat pouze polovinu obvodu.

Vypočteme    

Bázový odpor   volíme 39kW.

Ze vztahu pro frekvenci 

vypočteme    

volíme C = 18nF.

Synchronizace astabilního klopného obvodu.

Astabilní klopné obvody nemívají velkou stabilitu kmitočtu. Stabilitu je  možno  zlepšit přiváděním  synchronizačního  signálu u_syn, který má konstantní kmitočet.

Synchronizační signál musí mít kmitočet o málo vyšší, než je vlastní kmitočet multivibrátoru (viz obr.)

 Kladné synchronizační impulzy jsou přiváděny na bázi tranzistoru. V zobrazovaném případě se 1. impulz neuplatní, protože nepřevýší prahové napětí přechodu B - E. Ani 2. a 3. impulz se neuplatní, protože přijdou v době, kdy už je tranzistor stejně otevřen. Teprve 4. a všechny následující impulzy změní stav tranzistoru. Má-li synchronizace působit spolehlivě, musí mít synchronizační impulzy dostatečně strmé čelo a velkou amplitudu, aby se překročilo prahové napětí přechodu B-E. Mají-li synchronizační impulzy  mnohem vyšší kmitočet, než je vlastní kmitočet multivibrátoru, způsobí synchronizaci např. až každý 3. impulz a multivibrátor pracuje jako dělič kmitočtu.

 Bistabilní klopný obvod.

Bistabilní klopný obvod má dva stabilní stavy. Jeden tranzistor je vždy otevřen (je v nasyceném stavu) a druhý je zavřen. Přechod z jednoho do druhého stavu se děje pouze po příchodu vnějšího spouštěcího impulzu a proto se těmto obvodům taky říká spoušťové obvody. Příklad zapojení je na obr.

V klopném obvodu je zavedena silná kladná zpětná vazba z kolektoru jednoho stupně na bázi druhého stupně pomocí děliče R₁₁,R₂₁ resp. R₁₂,R₂₂. Při nestejných vlastnostech obou tranzistorů prochází v určitém čase po zapnutí např. tranzistorem T₁ větší proud než tranzistorem T₂. Na kolektorovém odporu R_C1 vznikne větší úbytek napětí a napětí na kolektoru T₁ je nižší, než napětí na kolektoru T₂. Pokles napětí na kolektoru T₁ se přenese  přes dělič R₁₂,R₂₂ na bázi tranzistoru T₂, T₂ se více přivře, na kolektoru T₂ vzroste napětí, tento vzrůst se přenese děličem R₁₁,R₂₁ na bázi T₁, který se ještě více otevírá a tento proces probíhá lavinovitě až nastane první stabilní stav, kdy je je tranzistor T₁ úplně otevřen a T₂ úplně zavřen. Na kolektoru T₁ zůstane pouze saturační napětí U_CEsat, na kolektoru T₂ je plné napájecí napětí U_CC, snížené pouze o úbytek napětí na odporu R_C2, způsobený průtokem proudu děličem R₁₁,R₂₁ a proudu báze, otevřeného tranzistoru T₁.

Záporný spouštěcí impulz, přivedený v okamžiku t₁ na bázi otevřeného tranzistoru T₁ začne tranzistor T₁ zavírat. Proběhne regenerativní pochod lavinovým způsobem, až nastane druhý stabilní stav. Tranzistor T₁ je úplně uzavřen a T₂ je úplně otevřen.  Záporný spouštěcí impulz, přivedený v čase t₂ na bázi otevřeného tranzistoru T₂ překlopí obvod opět do prvního stabilního stavu.

Velikost odporů v děličích a pomocné napětí U_p se volí tak, aby tranzistory bylo možné spolehlivě zavřít (aby se u tranzistorů NPN dosáhlo napětí u_B  = u_BE < 0). Zdroj U_p lze nahradit automatickým předpětím průchodem emitorového proudu přes společný emitorový odpor R_E, zablokovaným kondenzátorem C_E. Aby odpor R_E neovlivnil regenerativní přechod z jednoho stavu do druhého, volí se velikost kondenzátoru

kde f je maximální kmitočet klopení klopného obvodu. Zapojení je uvedeno na obr.

Pro urychlení přechodových jevů při překlápění jsou ve zpětnovazebních děličích používány urychlovací kondenzátory C_, jejichž optimální kapacita se volí

S křemíkovými tranzistory lze navrhnout bistabilní klopný obvod i bez předpětí. Napětí na kolektorech křemíkových tranzistorů bývá obvykle nižší, než prahové napětí přechodu B-E zavřeného tranzistoru (pokud tranzistorem neprochází kolektorový proud I_C blízký I_CM). Protože zbytkové proudy tranzistorů při rezistorech do 100kW nevytvoří podstatný úbytek, múže obvod pracovat spolehlivě, vynecháme-li dolní odpory děličů R₂ a splníme-li podmínku  R₁ = R_B £ b_sat.R_C.

Spouštění bistabilního klopného obvodu.

Bistabilní klopný obvod lze překlápět buď přivedením záporného spouštěcího impulzu na bázi otevřeného tranzistoru (nejčastější způsob) nebo přivedením kladného impulzu na bázi zavřeného tranzistoru. Pokud se používá spouštění obvodu do kolektoru, potom se přivádí záporné impulzy na kolektor zavřeného tranzistoru NPN.

Rozeznáváme spouštění:

- nesouměrné - spouštěcí impulzy se přivádí odděleně střídavě na vstupy klopného obvodu

- souměrné - spouštěcí impulzy se přivádí přes společný vstup  na obě báze tranzistorů, obvykle přes diodová hradla. Toto spouštění se používá, pracují-li bistabilní klopné obvody jako děliče frekvence. Časové průběhy v děliči kmitočtu jsou uvedeny na obr.

Obdélníkové impulzy u_vst jejichž kmitočet má být dělen se derivují obvodem R_VC_v (viz schema bistabilního klopného obvodu) a záporné derivační špičky střídavě překlápí obvod. Připojení derivačních odporů ke kolektorům tranzistorů zajistí, že je otevřeno vždy pouze to hradlo, které přivádí derivační špičky na bázi otevřeného tranzistoru. Odpor R_V musí být podstatně větší, než odpor R_C, aby nezatěžoval kolektorový obvod. Kapacita kondenzátoru C_V se volí

     ,   kde t_min je nejkratší interval mezi spouštěcími impulzy. Je-li f_max maximální kmitočet vstupního signálu, je

Příklad.

Navrhněte souměrný bistabilní klopný obvod s jedním napájecím napětím, pracující jako dělič kmitočtu f_max = 50kHz. Použijte tranzistory KSY 71, f_T = 600MHz. Schema zapojení je na obr.

 Z charakteristik dle obr. určíme:

U_CEsat = 0,95V, I_csat = 8,4mA, I_bsat = 125mA, U_BEsat = 1,24V pro nasycení v bodě 1². Zvolíme úbytek na emitorovém odporu U_RE = 3V.

Emitorový odpor je

Volíme odpor 390W.

Proud děličem volíme 8x větší, než proud, který budeme odebírat

 I_d = 8.I_Bsat = 8.0,125 = 1mA.

Spodní odpor děliče je

volíme R₂ = 4k3 z řady E 24.

Kolektorový odpor je  

volíme R_C = 510W.

Podle 2. Kirchhofova zákona platí rovnice odtud

volím R₁ = 3k9

Podle schematu na obr. kontrolujeme uzavření tranzistoru T₂. Platí

U = U_CEsat + U_RE = 0,95 + 3 = 3,95V

u_BE2 = U₂ -U_RE = 2,07 - 3 = -0,92V. Tranzistor je spolehlivě zavřen, protože jeho báze je o 0,92V zápornější, než emitor. Pro druhou polovinu obvodu platí totéž, protože obvod je symetrický.

Volbou U_RE = 3V jsme realizovali v emitoru zdroj konstantního napětí (viz v charakteristikách napětí na ose U_CC - U_RE). Tento zdroj realizujeme paralelní kombinací odporu R_E a kondenzátoru C_E, jehož hodnota musí být taková, aby cesta přes kondenzátor byla aspoň 10x vodivější, než přes odpor R_E při kmitočtu f_max.

Proto  

volíme C_E = 0,1mF/6V.

Urychlovací kondenzátor má kapacitu

tento kondenzátor vynecháme, protože parazitní kapacity budou určitě větší (bývají jednotek až desítek pF).

Ve spouštěcím obvodu použijeme diody KA 206. Odpor R_V volíme mnohem větší, než R_C. Tudíž R_v = 15kW.

Určíme

kondenzátor derivačního obvodu musí být

volíme C_V = 180pF.

Monostabilní klopný obvod.

Má jeden stabilní stav, ve kterém může setrvávat libovolně dlouho a jeden kvazistacionární stav, ve kterém setrvává jenom přechodně. Sestává z jedné poloviny bistabilního klopného obvodu a jedné poloviny astabilního klopného obvodu. Přechodná doba se nazývá dobou kyvu. Ze stabilního stavu do kvazistabilního se překlopí pouze vnějším impulzem. Schema zapojení je na obr.

V obvodu jsou naznačeny možnosti jeho překlápění. Záporným impulzem  u_sp přivedeným v okamžiku t₁ na bázi otevřeného tranzistoru T₂ (nebo kladného impulzu na bázi zavřeného tranzistoru T₁) se tranzistor T₂ zavírá, napětí na jeho kolektoru roste a tento vzrůst napětí se přes dělič R₁,R₂ přenese na bázi tranzistoru T₁. Tranzistor T₁ se otvírá, napětí na jeho kolektoru klesá a tento pokles se přes kondenzátor C₂ přenáší na bázi T₂. To probíhá lavinovitým způsobem tak dlouho, až se T₁ úplně otevře a T₂ úplně zavře. Nastal kvazistacionární stav. Podobně, jako tomu bylo u astabilního klopného obvodu, se začne kondenzátor C₂ nyní vybíjet přes otevřený T₁, napájecí zdroj a odpor R_B2 s časovou konstantou t » R_B2.C₂. Jakmile jeho napětí dosáhne prahové napětí přechodu B-E tranzistoru T₂ (bod t₂, viz obr.) začne se T₂ otvírat, jeho kolektorové napětí poklesne, pokles se děličem R₁,R₂ přenese na bázi T₁, ten se přivře a děj proběhne opět lavinovitě, až nastane stabilní stav. Tranzistor T₁ je zavřen a T₂ otevřen. Tento stav trvá až do příchodu dalšího synchronizačního impulzu.

Doba kmitu monostabilního klopného obvodu T₂ » 0,7t_v. Odpor R_B2 opět volíme  R_B2 £ b_sat.R_C2, návrh děliče R₁,R₂ s urychlovacími kondenzátory C₁ je stejný, jako u bistabilního klopného obvodu. Rovněž lze realizovat monostabilní klopný obvod s křemíkovými tranzistory bez předpětí, jako to bylo u bistabilního klopného obvodu uvedeno.

Monostabilní obvod se používá k vytváření obdélníkových impulzů z impulzů nepravidelného tvaru. Může se použít i ke zpožďování impulzů tak, že vstupní impulz překlopí obvod do kvazistabilního stavu, ze sestupné hrany se odvodí zpožděný impulz na kolektoru T₂. Rovněž se používá k zlepšení tvaru zkreslených impulzů.

Schmittův klopný obvod.

Patří mezi bistabilní klopné, emitorově vázané obvody, řízené velikostí vstupního napětí. Schema zapojení je na obr.

Není-li na vstupu žádný signál, t.j. u₁ = 0, je tranzistor T₁ zavřen napětím na emitorovém obvodu U_E, na jeho kolektoru je plné napájecí napětí, které se přes dělič R₁₂,R₂₂ přivádí na bázi tranzistoru T₂, který je tím otevřen a jeho kolektorový proud vytváří na společném emitorovém odporu již zmíněné napětí U_E. Obvod je ve stabilním stavu. Přivedeme-li na vstup u₁ napětí, které překročí rozhodovací úroveň u_R¢ = U_E1 + U_prah, začne se tranzistor T₁ otvírat, jeho kolektorové napětí poklesne, pokles se přenese bázi T₂, ten se přivře, tím klesne jeho kolektorový proud a i napětí U_E1, což způsobí další otvírání tranzistoru T₁ a obvod se lavinovitě překlopí tak, že T₁ je úplně otevřen a T₂ zavřen. Tento stav je rovněž stabilní a trvá tak dlouho, pokud vstupní napětí neklesne  pod rozhodovací úroveň u_R².

Schmittův klopný obvod pracuje velmi spolehlivě, protože vstupní  signál u₁ je veden pouze na bázi tranzistoru T₁ a ne na bázi T_2. Neprojevuje se zde žádný zpětný účinek. Volbou odporů R₁₂,R_22, R_C2 a R_E lze navrhnout obvod tak, že pracovní bod otevřeného tranzistoru T₂ je buď v oblasti nasycení, nebo ještě před touto oblastí. Je-li pracovní bod tranzistoru T₂ před oblastí nasycení, lze obvod navrhnout přesněji, obvod je rychlejší a citlivější. Je-li pracovní bod T₂ v oblasti nasycení, uplatní se při činnosti méně parametry tranzistoru. Časové průběhy vstupního a výstupního napětí jsou na obr.       

Z obr. je vidět, že rozhodovací úroveň u₁¢ > u₁², t.zn. že při vzrůstu napětí u₁ klopí obvod při větším vstupním napětí, než při poklesu vstupního napětí. Rozdílu těchto dvou rozhodovacích úrovní se říká napěťová hysteréze a úmyslně se v každém obvodu zavádí. Je to proto, že na vstupním signálu je vždy superponován určitý šum a v případě, že u₁¢ = u₁², docházelo by na rozhodovací úrovni k rychlému přepínání obvodu z jednoho stavu do druhého do té doby, pokud by maximální úroveň šumu byla větší, než pásmo citlivosti obvodu na této úrovni. Napěťová hysteréze těmto kmitům zabrání. Hysteréze není časové zpoždění, ale rozdíl napětí u₁¢ - u₁².

Fyzikálně lze vysvětlit podstatu hysteréze tím, že při posunu pracovních bodů tranzistorů při překlápění se mění celkové zesílení obou tranzistorů ve smyčce kladné zpětné vazby. Pokud je některý tranzistor uzavřen, nebo nasycen, smyčka je přerušena a nepřenáší signál. Přenos je menší než jedna. Způsobí-li vstupní signál posun pracovních bodů tranzistorů do aktivní oblasti, oba tranzistory zesilují, přenos je větší než jedna a dochází k rychlému překlopení. Čím je zesílení ve smyčce zpětné vazby větší než jedna, tím je hysteréze větší. Klesne-li zesílení pod jedničku, hysteréze zmizí a Schmittův obvod se změní na zesilovač. Proto se musí volit pracovní body tak, aby aspoň malá hysteréze vznikla.

Příklad.

Navrhnout Schmittův klopný obvod, je-li napájecí napětí U_CC = 9V, výstupní napětí U₂ = 4V. Vnitřní odpor generátoru považujte za nulový.

Schema zapojení je na obr.

Použijeme spínací křemíkové tranzistory KSY 71, úbytek na emitorovém odporu volíme u_E = u_E1 = 3V. V charakteristikách na obr.

zvolíme zatěžovací přímku tak, že pro tranzistor T₂ otevřený až do nasycení volíme pracovní bod 1². Zde U_CEsat = 0,95V, I_csat = 8,4mA, I_bsat = 125mA, U_BEsat = 1,24V.

Pro výstupní napětí U₂ = 4V je na kolektorovém odporu napětí U_Rc=5V. Kolektorový odpor je tedy

        volíme R_C2 = 620W

Emitorový odpor

       volíme R_E = 360W

Proud děličem volíme I_d=1mA. V prvním stabilním stavu je u_B2= u_B2sat. Rezistor

       volíme R₂₂ = 3k3

Podle 2. Kirchhofova zákona lze psát:

 U_CC = R_C1(I_d + I_B2sat) + R₁₂(I_d + I_B2sat) + U_BEsat + u_E1

Zde zatím máme dvě neznámé, odpor R_C1 a R₁₂. Pro první přiblížení předpokládejme, že R_C1 = 0. Potom

      volíme 4k3

Ve druhém stabilním stavu je T₁ otevřen a T₂ zavřen. K zajištění hysteréze volme kolektorový proud I_C1sat = 0,8.I_C2sat = 0,8.8,4=6,72mA. Pro tento proud zjistíme z charakteristik tranzistoru

 U_CE1sat = 0,9V, I_B1sat = 0,1mA, U_BEsat = 1,12V,

Úbytek na emitorovém odporu

 u_E = u_E2 = R_E(I_C1sat + I_B1sat) = 360(6,72 + 0,1).10^-3 = 2,45V

Nyní lze určit kolektorový odpor z rovnice

 U_CC = R_C1(I_C1sat + I_d) + U_CE1sat + u_E2

     volíme R_C1 = 750W

Nyní se můžeme vrátit zpět k výpočtu R₁₂ a výpočet zopakovat se známým odporem R_C1.

Pomocí schematu na obrázku charakteristik kontrolujeme zavření T₂ ve druhém stabilním stavu.

 U = U_CE1sat + u_E2 = 0,9 + 2,45 = 3,35V

u_BE2 = U₂ - u_E2 = 1,454 - 2,45 = -0,995V. Tranzistor T₂ bude tímto napětím spolehlivě uzavřen,  protože báze bude zápornější než emitor. Urychlovací kondenzátor C můžeme opět vynechat. Emitorový kondenzátor C_E musíme vynechat, aby nebránil zpětné vazbě, která je pro klopení nezbytná.

Předpokládáme-li R_g = 0, nemusíme uvažovat zmenšení u₁ na kombinaci R_g,R₁,R₂ a vstupním odporu T₁. Napětí první rozhodovací úrovně u_R¢ je dáno součtem  emitorového  napětí  u_E1  a  prahového  napětí  přechodu   B-E

(z charakteristik je cca 0,5V), tedy u_R¢ = (3 + 0,5)V = 3,5V. V prvním     stabilním stavu musí být děličem R₁,R₂ zajištěno zavření tranzistoru T₁. Zvolíme-li proud  děličem  opět  1mA   musí  platit,  aby bylo u_B1 < u_BE1

 R₂.I_d < u_E1   odkud    

Protože platí  U_CC = (R₁ + R₂)I_d, je

Rázový generátor.

Rázový generátor je obvod, používaný pro generování velmi krátkých, jehlových impulzů. Příklad zapojení je na obr.

 V obvodu je zavedena velmi silná kladná zpětná vazba z kolektoru tranzistoru přes impulzní transformátor do báze. Převod transformátoru bývá 1:1 až 5:1.

Pro vysvětlení funkce předpokládejme, že kondenzátor je nabit na maximální napětí U_C1 s vyznačenou polaritou. Napětí kondenzátoru je přiváděno přes bázové vinutí impulzního transformátoru na bázi tranzistoru, který je tímto zavřen (bod 1 průběhu napětí na obr.).

Kondenzátor se vybíjí přes odpor R_B a zdroj U_BB s časovou konstantou t_v » R_B.C₁ ze záporné hodnoty na hodnotu U_BB. V bodě 2, t.j. v časový okamžik t₂ dosáhne napětí na bázi hodnotu prahového napětí přechodu E-B a tranzistor se začne otevírat. Tím začne narůstat jeho kolektorový proud z nulové hodnoty na hodnotu nasyceného kolektorového proudu. Tato časová změna proudu začne indukovat v kolektorovém a tudíž i v bázovém vinutí napětí, které je připojeno tak, že se otevře přechod B-E a v obvodu E-B tranzistoru, C₁ a bázové vinutí proteče proud i_B, který obnoví náboj na kondenzátoru C₁ a nabije ho opět na plnou hodnotu napětí U_C1. Jakmile dosáhne kolektorový proud své nasycené hodnoty, přestane se měnit, tím přestane indukovat ve vinutí napětí a kondenzátor C₁ záporným napětím, přiváděným na bázi tranzistoru, tranzistor opět uzavře. Nastane opětné vybíjení kondenzátoru přes odpor R_B a  děj se opakuje.

Jakmile zanikne kolektorový proud, vzniknou na vinutí transformátoru vlastní kmity, dané rozptylovou indukčností a parazitními kapacitami transformátoru. Protože tranzistor je v této době již uzavřen, jsou kmity jen velmi málo tlumeny a zákmitové napětí by mohlo zničit tranzistor, resp. by mohly způsobit i nežádoucí otevření tranzistoru a vytvářet zkreslené sinusové kmity a ne oddělené, krátké impulsy.  Proto bývá k primárnímu vinutí transformátoru připojen tlumící iodpor R v serii s diodou D. Šířka impulzů T₁ závisí na parametrech transformátoru a tranzistoru a může být řádu nanosekund až mikrosekund. Jako u astabilního klopného obvodu je napětí na bázi dáno vztahem

a vybíjecí doba T₂, po kterou je tranzistor uzavřen je dána

Opakovací kmitočet obdélníkových impulzů   se dá řídit změnou vybíjecí časové konstanty t_v » R_BC₁. Rezistor v kolektorovém obvodu omezuje kolektorový proud, zmenšuje tepelné namáhání tranzistoru a zvyšuje stabilitu kmitů. Volí se . Připojí-li se R_B přímo k napájecímu napětí U_CC, určí se jeho hodnota z podmínky .

Rázový generátor lze synchronizovat kladnými impulzy u_syn, přiváděnými do báze. Pro odběr impulzů se často používá třetí vinutí navinuté na transformátoru. Potom lze volit jak velikost amplitudy impulzů, tak i jejich polaritu a rovněž mohou být impulzy i galvanicky oddělené.

 Generátory pilových průběhů.

Napětí pilových nebo trojúhelníkových průběhů se používají v rozkladových generátorech obrazovek, v obvodech pro automatický záznam voltampérových charakteristik, v obvodech fázového řízení a při dalších aplikacích. Pro vychylování paprsku v osciloskopech s elektrostatickým vychylováním elektronového paprsku se používají generátory pilového napětí (nazývají se generátory časové základny), v zařízeních s elektromagnetickým vychylováním elektronového paprsku se používají generátory pilového proudu (nazývané rozkladové generátory).

Základní pojmy, princip funkce generátorů pilového napětí.

V době přímého běhu T₁ se má napětí zvětšovat lineárně s časem až na maximální hodnotu a v době zpětného běhu T2 má klesnout na nulu, nebo na počáteční hodnotu.U pilových průběhů se požadavky na průběh zpětného

běhu nekladou, u trojúhelníkových průběhů musí být i zpětný běh T₃ lineární funkcí času. Doba periody T = T₁ + T₂, resp. T = T₁ + T₃. Opakovací kmitočet je f = 1/T.

Genarátory pilových napětí.

Nabíjíme-li  kondenzátor  přes  odpor, platí  pro náboj kondenzátoru

 Q = I.t = C.U,  odkud můžeme psát

  . Vidíme, že je-li I/C = konst., je napětí na kondenzátoru lineární funkcí času, jinými slovy, lineárně rostoucí napětí dostaneme, nabíjíme-li kondenzátor konstantním proudem.

Ze základů elektrotechniky je známo, že připojíme-li obvod RC na zdroj konstantního napětí U, roste napětí na kondenzátoru exponencíálně, podle zákona , kde t = RC je časová konstanta obvodu. Nelinearitu vytvářeného pilového napětí lze matematicky vyjádřit vztahem pro činitel nelinearity

      pro T₁/t « 1

Vidíme, že b je tím menší, čím je větší časová konstanta obvodu RC. To lze docílit použitím dostatečně velkého ohmického odporu. Zvětšování kapacity kondenzátoru není vhodné, vzhledem k špatné kvalitě (velkému ztrátovému úhlu) kondenzátorů větších kapacit. Ovšem použití velkých pasivních odporů vyžaduje zvyšování napájecích napětí. Proto se v mnoha případech používá místo pasivního rezistoru dynamický odpor tranzistoru. Charakteristiky tranzistoru jsou uvedeny na obr.

 Pracujeme-li na charakteristice konstantního proudu do báze, je dynamický odpor tranzistoru dán hodnotou 1/h_22e. Je-li např. dynamický odpor tranzistoru 1/h_22e = 100kW a pracuje-li tranzistor s konstantním kolektorovým proudem I_C = 1mA, je fiktivní napětí, ke kterému se blíží exponenciála U_fik = I_C.1/h_22e = 100.10³ . 1.10^-3 = 100V. Samozřejmě, i když exponenciála směřuje k napětí 100V, dojde k jejímu omezení po dosažení napájecího napětí tranzistoru u₂ » U_CC.

Principielní schema zapojení je na obr.

 Průběh výstupního napětí je uveden na obr.

Když se v čase t_B otevře tranzistor T1 kladným obdélníkovým impulzem na bázi, vybije se kondenzátor C přes malý odpor otevřeného tranzistoru. Časová konstanta vybíjecího obvodu je malá. Po zavření tranzistoru T₁ v čase t_a¢, začne se kondenzátor nabíjet přes tranzistor T₂ proudem, nastaveným odporem R_B v  bázi T₂. Pracovní bod tranzistoru se pohybuje z bodu B do bodu A a kolektorový proud tranzistoru se téměř nemění.

Použití dvou komplementárních tranzistorů umožní realizovat jednoduchý generátor trojúhelníkových průběhů.  Schema zapojení je na obr.

 Při nulovém napětí u₁ je tranzistor T₁ zavřen a T₂ otevřen. Přes T₂ se nabíjí kondenzátor C proudem I_C2, nastaveným odporem R₂ v bázi T₂. Při vstupním napětí u₁ = U_CC je T₂ zavřen, T₁ otevřen a kondenzátor C se vybíjí proudem, nastaveným odporem R₁ v bázi T₁. Kmitočet a amplitudu výstupního trojúhelníkového napětí lze regulovat nabíjecí a vybíjecí časovou  konstantou obvodu a opakovací frekvencí a šířkou řídících impulzů u₁.

 Linearizace pilových průběhů. 

Linearitu pilových průběhů ovlivňuje jednak okolnost, že nenabíjíme kondenzátor konstantním proudem a také zátěž, připojovaná na svorky generátoru pilových napětí. Čím je tato zátěž menší a čím menší část nabíjecí exponenciály využíváme, tím je linearity průběhu lepší.

Problém linearizace výstupních průběhů lze řešit dvěma způsoby:

a) Linearizace pomocí kladné zpětné vazby, t.zv. bootstrap

 Schema zappojení je na obr.

Kondenzátor C je nabíjen v časovém intervalu t_A, t_B přes diodu D odpor R ze zdroje U_CC. Tranzistor T₁ je zavřen řídícím napětím u₁ na bázi. Na kondenzátoru C vzrůstá výstupní napětí u₂, které je současně přiváděno na vstup emitorového sledovače T₃ s velkým vstupním odporem. Výstupní napětí sledovače Au₂ je přiváděno přes velký kondenzátor C_v do bodu 2 mezi diodu D a  odpor R. Napěťové zesílení sledovače A » 1. Jak se zvyšuje napětí na kondenzátoru u₂, tak se zvyšuje napětí na výstupu sledovače Au₂ a také napětí v bodě 2, takže napětí na rezistoru R zůstává konstantní. To znamená, že přes R teče konstantní proud, který nabíjí kondenzátor C. Po otevření tranzistoru T₁ v čase t_B se kondenzátor rychle vybije přes malý odpor otevřeného tranzistoru a po uzavření T₁ v čase t_A¢ se proces opakuje.

Vazební kondenzátor C_v musí mít velkou kapacitu (např. 100mF). Je nabit na naznačenou polaritu na napětí U_CC a ve zpětnovazebním obvodu působí jako zdroj konstantního napětí s velmi malým vnitřním odporem. V době přímého běhu pilového napětí na něm napětí poněkud poklesne a proto se musí před započetím dalšího přímého běhu počkat, až se jeho náboj doplní přes diodu D a emitorový odpor R_E. Počítá se s mezerou mezi jednotlivými pilovými kmity asi 3R_EC_v. Použije-li se místo kondenzátoru C_v Zenerova dioda ZD (spolu s odporem R₂), potřeba mezery mezi pilovými kmity odpadá. Ovšem využití napájecího napětí je podstatně nižší, než v obvodu s kondenzátorem.

Linearizace pilových průběhů pomocí záporné zpětné vazby.

Druhou možností linearizace průběhu je zapojení pomocí t.zv. Millerova integrátoru. Princip zapojení je na obr.

Kondenzátor C je zapojen v obvodu záporné zpětné vazby invertujícího zesilovače s velkým zesílením. Podle obr. se v důsledku Millerova jevu uplatní kapacita C jako fiktivní kapacita C_vst mezi vstupními svorkami zesilovače.

Napětí na kondenzátoru  je   u_C = u - u₂ = uA - u = u(1-A).

Nabíjecí proud kondenzátoru je

vstupní impedance zesilovače  

Jmenovatel (1-A) je reálné a kladné číslo. Z_vst má kapacitní charakter. Má-li být Z_vst menší (1-A) - krát, než X_C, musí být

C_vst = (1-A)C, přičemž výraz (1-A) může být 10⁴ - 10⁶. Tuto kapacitu je možno nabíjet ze zdroje U_CC přes odpor R, přičemž napětí na kapacitě je (1-A)-krát zesilováno, takže využíváme jen malý úsek nabíjecí exponenciály a výstupní napětí je velmi lineární.

Schema zapojení Millerova integrátoru je na obr.

 Třístupňový zesilovač má na vstupu unipolární tranzistor, což umožní použít velký odpor R a jakostní kondenzátor C s malou kapacitou. Rezistorem R_t v emitoru T₂ se nastavuje takové napětí, že na kolektoru T₃ je přibližně nulové napětí proti zemi. Tím je nulové napětí i na výstupu emitorového sledovače T₄. Když se v čase t_A zavře vstupním signálem tranzistor T₁, zavře se i dioda D a kondenzátor C se začne nabíjet přes rezistor R ze zdroje U_CC. Inverze signálu a velkého zesílení signálu je dosaženo ve stupni s tranzistorem T_3. Nabíjení může probíhat až do uzavření tranzistoru T₃. K tomu stačí jen několik desetin voltu na bázi T₂. Tím bude změna napětí na R nepatrná a nabíjecí proud bude konstantní.

Zpětný běh začne v okamžiku t_B, když se T₁ a D otevřou. Kondenzátor se přes ně vybije a na řídící elektrodě T2 se obnoví původní napětí. Zapojením lze realizovat dlouhé pilové impulzy, až několik minut.

Ideálním zesilovačem pro Millerův integrátor jsou operační zesilovače, které mají zesílení 50 000 až 1 000 000 a s nimi se dosahují vynikající parametry integrátoru.

 Generátory pilového proudu.

Pro obrazovky s elektromagnetickým vychylováním požadujeme, aby proud ve vychylovacích cívkách měl lineární průběh. Předpoklájme, že na čistou indukčnost (bez ohmického odporu) připojíme elektrické napětí E ze zdroje konstantního napětí. Bude platit zákon

   ,    odtud      a   

vidíme, že je-li hodnota E/L konstantní, bude proud v indukčnosti lineárně narůstat v čase.

Požadujeme, aby proud ve vychylovacích cívkách měl průběh, zobrazený na obr.

Mezi body A-B proud lineárně narůstá a mluvíme o přímém běhu T_1. V intervalu B-A klesá proud z maximální hodnoty t_m na minimální hodnotu -t_m a mluvíme o zpětném běhu T₂. Zatímco pro přímý běh požadujeme přísně lineární časovou závislost, pro průběh zpětného běhu neklademe žádné zvláštní požadavky na průběh, pouze jsou kladeny požadavky  na dobu T₂.

Linearitu přímého běhu vyjadřujeme pomocí činitele nelinearity

Graficky je nelinearita znázorněna na obr.

V rozkladových generátorech používáme pilové průběhy v cívkách horizontálního rozkladu a vertikálního rozkladu. Činitel nelinearity požadujeme  pro  horizontální cívky  10 ¸ 15%,  pro vertikální rozklady

    5¸8%.

Předpokládejme obvod uvedený na obr.

Cívka má indukčnost L, ohmický odpor předpokládáme nulový, K cívce je vždy připojena parazitní kapacita C₀. V době přímého běhu se parazitní kapacita nemůže uplatnit, obvod je zatlumen nulovým odporem R. Proud v indukčnosti lineárně narůstá podle zákona  a na cívce je napětí         

Přímý běh zkončí rozepnutím klíče K na konci doby T₁ a začne zpětný běh. Napájecí zdroj se okamžitě odpojí a přestane tlumit obvod LC₀, který se rozkmitá na frekvenci, dané Thomsonovým vztahem .

Průběh je znázorněn body A-B-C-D.

 Proud v obvodu  je     i = i_m.cos wt  a napětí na obvodu je

Po proběhnutí poloviny kmitu vlastních oscilací se opět klíč otevře a nulový odpor zdroje okamžitě zatlumí oscilace v obvodu. Zmíněnou polovinu kmitu vlastních oscilací použijeme jako dobu zpětného běhu, pokles amplitudy vlivem tlumení obvodu při zpětném běhu můžeme zanedbat.

Doba zpětného běhu je tudíž dána vztahem

Amplituda napětí na indukčnosti při zpětném běhu je

   , dosadíme-li za Li_m = u₁T₁/2 a w = p/T₂.

Průběhy napětí a proudů jsou uvedeny na obr.

 Příklad.

Předpokládejme, že  L = 0,1H, T = T₁+T₂ = 64ms, T₂ = 10%T₁, i_m = 0,2A

napětí pří přímém běhu

amplituda napětí při zpětném běhu 

maximální hodnota parazitní kapacity 

Vliv činného odporu.

Ve skutečnosti každý obvod generátoru pilového proudu má vždy nenulový činný odpor, který je tvořen jednak ohmickým odporem cívky, odporem spínacího klíče, který je tvořen buď tranzistorem (nebo elektronkou), vnitřním odporem napájecího zdroje a odpory přívodů. Schema takového odporu je na obr.

Při sepnutém klíči platí rovnice, předpokládáme-li, že v čase t=0 je proud v obvodu i=0               

Pro proud tedy platí vztah

V grafu je vidět vliv činného odporu a pro činitel nelinearity platí

        pro   « 1.

Zůstává otázka, je-li možno v obvodě, kde se vždy vyskytuje činný odpor přesto získat lineární průběh proudu. Sledujme možnost nahradit spínací klíč aktivním spínačem (tranzistorem nebo elektronkou).

Předpokládejme, že převodní charakteristika aktivního spínače (t.j. závislost proudu ve výstupním obvodu na vstupním řídícím napětí) je uvedena  an obr.

  Požadujme proud v obvodu  i = at,  kde a = konst.

Platí tedy  

Odtud        

Závislost odporu na čase je na obr.

Z přechodové charakteristiky lze psát pro výstupní proud

                   kde S je strmost charakteristiky

                                 i₀ je výstupní proud pří u_C=0

Stejnosměrný odpor aktivního prvku

Porovnáme-li oba získané vztahy pro odpor, dostaneme

             S.u_C + i₀ = at

a tedy řídící napětí aktivního prvku

Průběh řídícího napětí na vstupu aktivního spínače (tranzistoru nebo elektronky) je znázorněn na obr.

Lze udělat závěr, že i v obvodech s indukčností a činným odporem lze generovat lineárně rostoucí proud, zajistíme-li, že ohmický odpor v obvodu je časově proměnný, a to tak, že s rostoucím  časem odpor hyperbolicky klesá.

Uvedené zapojení má ovšem nevýhodu, že na začátku přímého běhu je hodnota ohmického odporu vysoká, obvod není tlumen a proto se na začátku přímého běhu superponují na kmit pilového proudu sinusové oscilace, Tyto trvají až do doby (1/3 - 1/2 přímého běhu), než klesne hodnota ohmického odporu na hodnotu, při které přejdou oscilace z kmitavého na aperiodický průběh, t.zn pod hodnotu . Znázornění parazitních kmitů je na obr.

Uvedený nedostatek se odstraňuje použitím tlumící diody.

Principielní schema je uvedené na obr.

Dioda je pomocí zdroje E_d polarizována v závěrném směru. Při prvním záporném kmitu se dioda otevře a svým malým odporem zatlumí oscilace. Napětí zdroje E_d se volí stejně veliké, jako je napětí na indukčnosti u₁ při přímém běhu je připojeno záporným pólem na kolektor spínacího tranzistoru. Tlumící obvod je tvořen diodou D s odporem v přímém směru R_d, indukčností L a zdrojem E_d. Předpokládáme-li odpor diody pro jednoduchost lineární, platí následující vztahy pro objasnění průběhu proudů:

Vyloučením z rovnic proudu i_a i i_d dostaneme následující diferenciální rovnici pro proud v indukčnosti

jejímž řešením je

Protože se napětí zdroje E_d volí vždy u₁ = aL, je první člen v rovnici roven nule. Proto

Průběhy proudů jsou zobrazeny na obr.

Počáteční a konečná hodnota proudu jsou v absolutní hodnotě stejné a rozkmit pilového proudu je i_m = aT₁. Vypočítáme-li činitel nelinearity, dostaneme následující rovnici

   Příklad.

   Předpokládáme-li L = 01H, R_d = 200W, T₁ = 0,9T = 0,9.64.10^-6 s, potom je

Pro posouzení efektivnosti obvodu se nehodí koeficient účinnosti, který vyjadřuje poměr činného výkonu k celkovému výkonu, protože vychylování elektronového paprsku magnetickým polem je pouze čistě reakční proces, který žádný činný výkon nepotřebuje. (Pokud se objevuje v těchto obvodech ztrátový výkon, vyjadřuje pouze nedokonalost návrhu samotného obvodu). Zde se posuzuje efektivnost jako poměr maximálního proudu k jeho střední hodnotě.

 Uvážíme-li průběh prouhu spínacím prvkem podle obr.

   a zanedbáme-li dobu zpětného běhu, je střední proud

Efektivnost obvodu je

V ideálně ekonomicky pracujícím obvodu je g = ¥.

Zapojení, které bylo principielně popsáno, se používá pouze u malých obrazovek. Zde spínací tranzistor i tlumící dioda pracovaly po celou dobu přímého běhu. Obvod má analogii s dvojčinným  zesilovačem pracujícím ve třídě A. Moderní obvody používají zdokonalené zapojení, v kterém v první polovině přímého běhu pracuje pouze tlumící dioda a ve druhé polovině pracuje pouze spínací tranzistor. To má analogii s dvojčinným zesilovačem, pracujícím ve třídě B. Ekonomika činnosti těchto zapojení je přibližně dvojnásobná.

Literatura: 1) Boltík, Český, Hojka, Vomela, Elektronická zařízení pro 4. roč. SPŠE, Vydal SNTL 1990, 2) Samojlov, Generátory pilových průběhů v televizorech, Moskva 1960